基于SA605和AD9850的接收电路设计及应用

文章摘要： 混频部分主要电路连接图如图1所示。 3.1 SA605的RF输入配置 RF输入引脚接由天线接收过来的空间RF信号,经前级滤波,信号频率为30 MHz以下。SA605可配置为平衡(即单端匹配)和非平衡两种匹配网络,两种方式各有优劣,单端匹配用简单电路即可实现,并且不会牺牲三阶性能,但却会增大二阶乘积。平衡匹配可减小二阶乘积,但是电路设计复杂,阻抗难以匹配。好的网络匹配可以显著提高接收灵敏度,本设计中采用单端匹配,查手册可知,SA605的RF输入阻抗在10 MHz～50 MHz频率下为4.5 kΩ～5 kΩ‖2.5 pF,因此前级高放电路需要匹配到该输入阻抗,才能保

基于SA605和AD9850的接收电路设计及应用,标签：模拟电子技术基础,模拟电子电路,http://www.88dzw.com

    混频部分主要电路连接图如图1所示。

    

    3.1 SA605的RF输入配置

    RF输入引脚接由天线接收过来的空间RF信号,经前级滤波,信号频率为30 MHz以下。SA605可配置为平衡(即单端匹配)和非平衡两种匹配网络,两种方式各有优劣,单端匹配用简单电路即可实现,并且不会牺牲三阶性能,但却会增大二阶乘积。平衡匹配可减小二阶乘积,但是电路设计复杂,阻抗难以匹配。好的网络匹配可以显著提高接收灵敏度,本设计中采用单端匹配,查手册可知,SA605的RF输入阻抗在10 MHz～50 MHz频率下为4.5 kΩ～5 kΩ‖2.5 pF,因此前级高放电路需要匹配到该输入阻抗,才能保证良好的接收效果。

    如图2所示,本设计采用单端匹配,匹配于20MHz,采用一个电容抽头电路,将50Ω的输入匹配到SA605的RF输入。该电路中C1、C2、L的数值按如下方法计算。

    在10 MHz～30 MHz频率范围内,2.5 pF的电容基本可以忽略不计。

    

    3.2 SA605的本振配置

    由于SA605的LO部分内部配置了一个NPN晶体管,因此输入既可配置为Colpitts、Butler或变抗器控制的LC形式,也可以外加振荡源。在本设计中,AD9850的第21引脚DAC输出通过MCU控制产生的1 MHz～39 MHz扫频信号作为SA605的LO输入。AD9850的DAC输出阻抗约为120 kΩ‖8pF,而SA605的LO输入阻抗约为10 kΩ。可在DAC输出引脚并联10 kΩ左右电阻与之匹配。

    SA605的LO输入电平与供电电平以及环境温度的关系可查数据手册得知,在25℃、供电电压为8V环境下,振荡器电平不应超过550 mVRMS。在该环境下,实测AD9850的输出得到如图3所示的输出强度曲线。

    由图3可知,DDS输出扫频信号的幅度随着频率的增加而有减小的趋势,这是DDS固有的缺陷,SA605的本振输入振荡电平会影响混频器的转化效率,当本振电平降为114 mV时,混频器效率则降为74.4％,而不同频率对应不同的混频转换效率,将会影响到中频输出的信号幅度,影响对RF信号强度的测量。为解决这一问题,本方案将DDS输出先经过AD603进行适当的衰减,衰减的幅度由D／A输出的一个直流电压来控制。

    AD603是ADI公司生产的一款低噪声,带宽可达90 MHz的可变增益放大器。当使用5 V电压时,将引脚5(FDBK)与输出引脚7(VOUT)]直接相连。通过调整其引脚1(GPOS)和引脚2(GNEG)的电压之差VG,即可控制放大增益,增益由以下公式决定：

     

    Gain(dB)=40×VG+10

    设计电路使得引脚GPOS的电压稳定于某一固定值,而引脚GNEG则接至控制电压,通过调整VG来改变增益,引脚GNEG的电压则由D／A转换得到一个直流信号进行控制,随着频率的增加,信号幅度减小,相应得到的直流信号也减小,则VG增大,增益Gain也增大。选取适当的频率点,调整使得VG介于-300 mV和-25 mV之间,使得小于该频率点的信号被衰减,大于此频率点的信号得到放大,由于仅做细微调整,放大、衰减的分贝数不超过2 dB。

    AD603输出的均匀DDS信号通过一个0.1 μF的耦合电容接至SA605的本振输入引脚。

    当SA605使用8 V电压时,DDS输出10 MHz、RF信号,使用了HP 8116型50 MHz信号发生器经过高放滤波产生9.55MHz的信号代替空间RF信号时。使用TektronixTDS2022型200 MHz示波器,实测波形如图4。

上一页  [1] [2] [3]  下一页