14位Pipeline ADC设计的带隙电压基准源技术

文章摘要：令(常数B1，B2由电阻阻值，温度系数和管子VBE电压控制；gm1，gm2是运放A1的输入端跨导，由输入对管子的宽长比和静态工作点决定)在实际设计中，通过调节gm1，gm2来调节降低高阶项，调节R4来消除一阶项。最后进行反复优化可以获得很好的温度系数。1.3 整体电路分析这里提出的电路结构如图3所示。系统由四个模块组成：省功耗和偏置电路、运放、基准电压输出模块和高阶曲率补偿。基准核心结构和高阶曲率补偿电路部分的工作原理在前面分析的改进带隙基准中有重点讲过。图3左边所示的功耗控制开关VC1，当VC1为低电平(0)时，M6导通，M4关闭，则M7栅极点电位为高，M7关闭，则M7支路电流为0，电流镜M

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令(常数B₁，B₂由电阻阻值，温度系数和管子V_BE电压控制；gm₁，gm₂是运放A₁的输入端跨导，由输入对管子的宽长比和静态工作点决定)在实际设计中，通过调节gm₁，gm₂来调节降低高阶项，调节R₄来消除一阶项。最后进行反复优化可以获得很好的温度系数。

1.3 整体电路分析

这里提出的电路结构如图3所示。系统由四个模块组成：省功耗和偏置电路、运放、基准电压输出模块和高阶曲率补偿。基准核心结构和高阶曲率补偿电路部分的工作原理在前面分析的改进带隙基准中有重点讲过。图3左边所示的功耗控制开关VC1，当VC1为低电平(0)时，M6导通，M4关闭，则M7栅极点电位为高，M7关闭，则M7支路电流为0，电流镜M10，M11镜像M7支路电流，导致差分放大器的尾电流为0，差分放大器没有工作，整个电路都没有工作，处于省功耗状态；当VCl为高电平(3.3 V)时，M6关闭，M4导通，则M1到M6组成的偏置电路为M7栅极提供合适的偏置电压。Cascode结构(M8，M9，M10，M11)的偏置是由电压自偏置来实现的。同时M10，M11复制M7支路电流，M12，M13电压自偏置，为尾电流源提供偏置电压。该偏置电路提供一级折叠式共源共栅运放电路中所用的所有偏置电压。在实际电路中，为了满足匹配，偏置电路中管子的长度应该与运放中相应的管子长度相等。

运算放大器是带隙电压基准源电路中的关键部分之一，其环路增益和电路的失调决定了基准源输出的精度和稳定性。为了增加电路的稳定性和降低电路的复杂度，在此尽量采用具有高增益的单级运放，而不采纳二级补偿运放。高增益的单级运放包括套筒式和折叠式运放两种，由于运放连接反馈回路，套筒式运放因输出摆幅太小而不使用，在此使用折叠式运放。

2 仿真结果分析

图3所示电路用0.35μm BSIM 3v3 CMOS工艺，用Cadence Spectre软件模拟得到以下的仿真结果。

2.1 基准输出与电源电压关系

图4是基准输出与电源电压(0～3.3 V)关系曲线。仿真结果表明：这种带隙基准电压源结构在正常工作状态下的最小电源电压可达1.6 V，输出基准电压V_ref=(1.174 43±0.000 43 V)，在-40～+100℃范围内，带隙基准电压源输出电压的温度系数r_TC=2.077 ppm／℃。在25℃，3.3 V下，功耗不到110μW(电路总功耗为109.89μW)。在25℃，1.6 V下，功耗不到9μW(电路总功耗为8.453μW)。

对该带隙电压基准源仿真电源电压抑制比(PSRR)，得到在3.3 V电源电压下，室温且没有滤波电容时，在100 Hz下为-65 dB。要获得更好的PSRR，可以通过在基准的输出端加一滤波电容来提高PSRR。将Vref经过了一个RC低通滤波电路输出，这样可以改善输出基准电压的电源抑制能力，减小噪声干扰，并且可以减小在电路上电时的基准电压瞬态过冲。

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2.2 基准输出与温度的关系

图5是典型工艺角下经过高阶曲率补偿的基准电压与温度的关系曲线。由图计算得到在典型(TT)工艺角下，电源电压为3.3 V时，在-40～+100℃工作温度范围内，该基准电压温度系数为2.077 ppm／℃。在整个工作温度范围内，基准输出电压随温度变化不超过±0.15％。另外，由同种工作条件和模拟条件得到该基准在其他两个工艺角温度系数如表1所示。可见，该电路具有很好的温度特性。



2.3 与参考文献性能比较

与参考文献性能比较如表2所示。

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